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电压峰值检测电路实质上是一个动态偏置电路,如图4所示,偏置电路主要由
$ {M_1} $ 和$ {M_2} $ 构成的电流镜组成,$ {I_1} $ 和$ {I_2} $ 分别为电流镜输入电流和输出电流,在其中加入两个无源器件$ {R_1} $ 和$ {C_1} $ 就能实现动态偏置。当电容$ {C_1} $ 检测到输出电压突变时,$ {M_2} $ 的栅极电压随之改变,流过$ {M_2} $ 的电流$ {I_2} $ 发生改变,加快对${C_{{\text{par}}}}$ 的充放电速度,从而起到增强瞬态响应的效果[11]。在稳态时,$ {V_{{\text{PULSE}}}} $ 是一个常数,所以$ {V_{{\text{SG2}}}} $ 由$ {V_{{\text{SG1}}}} $ 决定,此时$ {I_1}{\text{ = }}{I_2} $ 。当$ {V_{{\text{PULSE}}}} $ 的幅值突然由低变为高(假设变化量为$ \Delta V $ ),$ {R_1} $ 和$ {C_1} $ 组成的高通滤波电路会使突变的电压耦合到$ {M_2} $ 的栅极,使得$ {I_2} $ 增加$ \Delta {I_2} $ 。需要注意的是,$ {R_1} $ 应该选择较大的值,这是为了隔离$ {M_1} $ 和$ {M_2} $ ,防止$ {V_{{\text{SG}}1}} $ 受到影响。对$ {M_2} $ 的电流变化进行数学推导:$$ \begin{split} & I_2+\Delta I_2 =\frac{\mu_{\mathrm{n}} C_{\mathrm{ox}}}{2} \boldsymbol\cdot \left(\frac{W}{L}\right)_2 \boldsymbol\cdot \left(V_{\mathrm{GS}}+\Delta V-V_{\mathrm{TH}}\right)^2 \\ \quad & = \frac{\mu_{\mathrm{n}} C_{\mathrm{ox}}}{2} \boldsymbol\cdot \left(\frac{W}{L}\right)_2 \boldsymbol\cdot \left[\left(V_{\mathrm{GS} 2}-V_{\mathrm{TH}}\right)^2 +\Delta V^2 + 2 \boldsymbol\cdot \Delta V\left(V_{\mathrm{GS} 2}-V_{\mathrm{TH}}\right)\right], \end{split} $$ (1) 式中:
$ {\mu _{\text{n}}} $ 表示n型晶体管的电子迁移率;$ {C_{{\text{ox}}}} $ 表示单位面积的栅氧化层电容;$ {V_{{\text{TH}}}} $ 表示晶体管的过驱动电压;$ W $ 与$ L $ 代表晶体管的宽度与长度,将式(1)整理后可以得到表达式:$$ \Delta {I_2} \approx {\mu _{\text{n}}}{C_{{\text{ox}}}} \boldsymbol\cdot {\left( { \frac{W}{L} } \right)_2} \boldsymbol\cdot \left( { {V_{{\text{GS}}}} + \frac{{\Delta V}}{2} - {V_{{\text{TH}}}} } \right) \boldsymbol\cdot \Delta V , $$ (2) 从式(2)可看出
$ {M_2} $ 的宽长比越大,瞬态电流也就越大,并且$ {C_1} $ 越小,电压峰值检测电路越敏感。 -
误差放大电路的拓扑结构如图5所示,由折叠共栅放大器(
${M_{21}}{ \sim }{M_{24}}$ )和同相放大器($ {M_{11}}{ \sim }{M_{16}} $ )构成。以像素芯片抽取的电流突然增大为例,此时LDO的功率管$ {M_{\text{P}}} $ 来不及提供足够大的电流,导致LDO输出电压下降,输出电压的变化经过误差放大器后被放大,$ {M_{\text{P}}} $ 的栅极电压下降,过驱动电压增大,$ {M_{\text{P}}} $ 管提供的电流增多,输出电压回升。误差放大器中的同相放大器具有增益增强的作用,因为误差放大器的增益越大,负载瞬态响应越强。同相放大器的输出级可看成一个class-AB结构[13],用于增强误差放大器的驱动能力,节省功耗。 -
如果不采用补偿策略,由于130 nm晶体管的寄生电容和晶体管的漏极电阻较小,图2所示的LDO没有低频主极点,稳定性较差。为了解决这一问题,采用了密勒补偿技术,即在同相增益级的输入端和功率管的输出端之间加了一个补偿电容[8-9, 14]。在华虹宏力130 nm工艺中,由于功率管的栅极和漏极之间的寄生电容较小,并且在不同的负载电流时,
$ {M_{\text{P}}} $ 的本征增益也有限,所以功率管$ {M_{\text{P}}} $ 的寄生电容$ {C_{{\text{GD}}}} $ 的密勒效应可以忽略不计。图6给出了图2所示LDO结构的等效小信号模型,其中$ {g_{{\text{m}}i}} $ 、$ {R_{{\text{o}}i}} $ 和$ {C_{{\text{o}}i}} $ 分别代表第$ i $ 级的等效跨导、等效输出电阻和寄生电容,$ {g_{{\text{mp}}}} $ 代表功率管的等效跨导,图中的$ {C_{\text{m}}} $ 为补偿电容,${R_{\rm{OUT}}}$ 表示输出电阻,${C_{\rm{OUT}}}$ 表示LDO输出端的总寄生电容,它包括LDO自身的寄生电容、电源走线和负载电路的寄生电容。由图5得出LDO整体电路的传输函数为
$$ {A_{\text{V}}}(s) = \frac{{{V_{{\text{OUT}}}}(s)}}{{{V_{{\text{in}}}}(s)}} $$ (3) $$ \approx \frac{{{A_{{\text{dc}}}}\left( { 1 - s\frac{{{C_{\text{m}}}}}{{{g^{}_{{\text{m2}}}}{R_{{\text{o2}}}}{g_{{\text{mp}}}}}} - {s^2}\frac{{{C_{\text{m}}}{C_{{\text{p2}}}}}}{{{g_{{\text{m2}}}}{^{}g_{{\text{mp}}}}}} } \right)}}{{\left( { 1 + \frac{s}{{{P_{ - 3{\text{dB}}}}}} } \right) \boldsymbol\cdot \left( { 1 + s\frac{{{C_{{\text{p2}}}}}}{{{g^{}_{{\text{m2}}}}{g^{}_{{\text{mp}}}}{R_{{\text{OUT}}}}}} + {s^2}\frac{{{C_{{\text{p2}}}}{C_{{\text{OUT}}}}}}{{{g^{}_{{\text{m2}}}}{g^{}_{{\text{mp}}}}}} } \right)}} , $$ (4) $$ {A_{\text{V}}}(s) \approx \frac{{\left( { 1 - s\frac{{{C_{\text{m}}}}}{{{g^{}_{{\text{m2}}}}{R_{{\text{o2}}}}{g^{}_{{\text{mp}}}}}} - {s^2}\frac{{{C_{\text{m}}}{C_{{\text{p2}}}}}}{{{g_{{\text{m2}}}}{g^{}_{{\text{mp}}}}}} } \right)}}{{\frac{s}{{{\omega ^{}_{{\text{GBW}}}}}} \boldsymbol\cdot \left( { 1 + s\frac{{{C_{{\text{p2}}}}}}{{{g^{}_{{\text{m2}}}}{g^{}_{{\text{mp}}}}{R_{{\text{OUT}}}}}} + {s^2}\frac{{{C_{{\text{p2}}}}{C_{{\text{OUT}}}}}}{{{g^{}_{{\text{m2}}}}{g^{}_{{\text{mp}}}}}} } \right)}} 。 $$ (5) $$ $$ 上述公式中,
$ {A_{{\text{dc}}}} $ 为低频开关增益;${P_{{{ - 3{\rm{dB}}}}}}$ 为系统的主极点;${\omega ^{}_{{\text{GBW}}}}$ 表示环路的单位增益带宽;它们的表达式分别为$ {A_{{\text{dc}}}} = {g_{{\text{m}}1}}{g_{{\text{m}}2}}{g_{{\text{mp}}}}{R_{{\text{o}}1}}{R_{{\text{o}}2}}{R_{{\text{OUT}}}} $ ,${P_{{{ - 3{\rm{dB}}}}}} = \frac{1}{{{C_{\text{m}}}{R_{{\text{o}}1}}{g_{{\text{m}}2}}{g_{{\text{mp}}}}{R_{{\text{o2}}}}{R_{{\text{OUT}}}}}}$ ,${\omega^{} _{{\text{GBW}}}} = {A_{{\text{dc}}}} \cdot {P_{ - 3 {\text{dB}}}} = \frac{{{g_{{\text{m}}1}}}}{{{C_{\text{m}}}}}$ 。根据式(5)的传输函数可以看出,系统具有两个次极点和两个零点。当$ {C_{\text{m}}} $ 比较小且${g^{}_{{\text{mp}}}}$ 比较大时,零点在高频处,可以忽略不计。所以式(3)也可以写成:$$ {A_{\text{V}}}(s) \approx \frac{{{A_{{\text{dc}}}}}}{{\left( { 1 + \frac{s}{{{P_{ - 3{\text{dB}}}}}} } \right) \boldsymbol\cdot \left( { 1 + s\frac{{{C_{{\text{p2}}}}}}{{{g^{}_{{\text{m2}}}}{g^{}_{{\text{mp}}}}{R_{{\text{OUT}}}}}} + {s^2}\frac{{{C_{{\text{p2}}}}{C_{{\text{OUT}}}}}}{{{g^{}_{{\text{m2}}}}{g^{}_{{\text{mp}}}}}} } \right)}} 。 $$ (6) 为了使整个系统符合实际电路的情况,
${C_{{\text{OUT}}}}$ 应满足如下关系:$$ {C_{{\text{OUT}}}} \leqslant \frac{{{C_{{\text{p2}}}}}}{{4{g^{}_{{\text{m2}}}}{g^{}_{{\text{mp}}}}{R^2_{\text{OUT}}}}} \text{,} $$ (7) 其中
$ {R_{{\text{OUT}}}} \approx \frac{1}{{\lambda {I_{{\text{OUT}}}}}} $ ($ \lambda $ 为沟道长度调制系数),所以式(7)可写成:$$ {C_{{\text{OUT}}}} \leqslant \frac{{{\lambda ^2}I_{{\text{OUT}}}^2{C_{{\text{p2}}}}}}{{4{g^{}_{{\text{m2}}}}\sqrt {2{\mu _{\text{p}}}{C_{{\text{ox}}}}{{(\frac{W}{L})}_{\text{p}}}{I_{{\text{OUT}}}}\big[1 + \lambda ({V_{{\text{in}}}} - {V_{{\text{OUT}}}})\big]} }} 。 $$ (8) 式中:
${\mu^{} _{\text{p}}}$ 表示p型晶体管的电子迁移率;$ {I_{{\text{OUT}}}} $ 表示输出电流。根据上述条件,式(3)可以表示为$$ {A_{\text{V}}}(s) = \frac{{{A_{{\text{dc}}}}}}{{(1 + \frac{s}{{{P_{{\text{ - 3dB}}}}}}) \cdot (1 + \frac{s}{{{P_2}}}) \cdot (1 + \frac{s}{{{P_3}}})}} \text{,} $$ (9) 其中次级点
$ {P_2} $ 与$ {P_3} $ 的表达式为$$ {P_2} = \frac{1}{{2{C_{{\text{OUT}}}}{R_{{\text{OUT}}}}}} - \sqrt {\frac{1}{{4C_{{\text{OUT}}}^2R_{{\text{OUT}}}^2}} - \frac{{{g^{}_{{\text{m2}}}}{g^{}_{{\text{mp}}}}}}{{{C_{{\text{p2}}}}{C_{{\text{OUT}}}}}}} \text{,} $$ (10) $$ {P_3} = \frac{1}{{2{C_{{\text{OUT}}}}{R_{{\text{OUT}}}}}} + \sqrt {\frac{1}{{4C_{{\text{OUT}}}^2R_{{\text{OUT}}}^2}} - \frac{{{g^{}_{{\text{m2}}}}{g^{}_{{\text{mp}}}}}}{{{C_{{\text{p2}}}}{C_{{\text{OUT}}}}}}} \text{。} $$ (11) 为了使LDO有较好稳定性,
$ {P_2} $ 和$ {P_3} $ 应满足如下条件:$$ {\omega^{} _{{\text{GBW}}}} \leqslant \frac{1}{2}{P_2} \leqslant \frac{1}{4}{P_3} 。 $$ (12) 根据理论分析,
$ {P_2} $ 至少大于$2{\omega^{} _{{\text{GBW}}}}$ ,这样可以保证整个系统的稳定性[14]。设计的LDO环路的单位增益带宽约为1.185 MHz,第二个极点
$ {P_2} $ 的位置位于10 MHz处,第二个极点的频率是单位增益带宽的8.44倍,表明该系统具有很高的稳定性。图7为LDO环路增益与相位曲线的仿真结果,仿真时的输入电压分别为2.5,3.0,3.6 V,负载电流为20 mA,负载电容为100 pF。仿真结果表明,当输入电压变化时,LDO环路性能相差极小,图7中的低频增益最大仅相差1.3 dB,且在不同工艺角下,环路增益均大于75 dB,相位裕度大于75°,设计的LDO结构具有较好的稳定性。 -
设计的LDO采用国产GSMC 130 nm CMOS工艺,整个版图的面积大小仅103.5 μm×95.2 μm。如图8所示,其中面积占比最大的部分是补偿电容,位于版图下方,其次是偏置电路中的电阻,位于右上方,CMOS晶体管位于版图左上侧,其外围是一圈保护环,保护环不仅可以消除单粒子闩锁的影响,还能够抗总剂量效应[12] ,减小辐射的影响。
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设计的LDO的输出电压为1.2 V,输入动态范围为2.4~3.6 V。LDO的静态电流为8.5
$ {\text{μA}} $ ,最大负载电流为20 mA。版图设计完成后,对LDO进行性能仿真(所有仿真均在负载电容为100 pF下进行),线性调整率如图9所示,仿真结果表明,在负载电流为0 mA和20 mA时,线性调整率分别为3.2,3.3 mV/V。负载调整率如图10所示,在输入电压为3 和3.6 V 时的负载调整率分别为256, 266$ {\text{μV}} $ /mA。LDO的负载瞬态响应波形见图11,当输出电流在100$ {\text{μ A}} $ 至20 mA之间跳变时,过冲和下冲电压约为100 mV,恢复时间分别为3.5$ {\text{μs}} $ 、900 ns。LDO在各工艺角下仿真的输出电压情况如表1(输入电压为2.5 V,负载为100 pF),由图可知输出电压在ss工艺角下最小,在ff工艺角下达到最大,这是由于ss工艺角下阈值电压高,功率管的源漏电压大,导致输出电压偏低,ff工艺角下阈值电压低,功率管的$ {V_{{\text{ds}}}} $ 较小,因此输出电压偏高,但误差都在芯片可正常工作范围内。表 1 各个工艺角下输出电压的仿真结果
温度(°C) 负载电流为100 $ {\text{μA}} $时
的输出电压/V负载电流为20 $ {\text{mA}} $时
的输出电压/Vss tt ff ss tt ff −40° 1.199 1.201 1.206 1.195 1.197 1.201 27° 1.199 1.201 1.207 1.194 1.197 1.201 125° 1.195 1.199 1.205 1.189 1.193 1.199 负载调整率 −0.96%~+0.58% 表2为本文与其他已发表文献设计的无片外电容LDO的主要性能参数对比,表中的稳定时间、过冲与下冲电压等性能参数是输入电压为2.5 V,负载为100 pF时的后仿真结果。由表2可看出与文献[15-17]对比,设计的LDO具有最低的静态电流,过冲电压也较小,因此设计的无片外电容LDO在低功耗下依然具有较强的瞬态响应。
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摘要: CEE实验中的束流探测器上集成了大量像素传感器芯片,为了给这些芯片提供稳定的电源电压,针对硅像素芯片对供电电路小面积和低功耗的高要求,在国产GSMC 130 nm CMOS工艺中,实现了一种由单个密勒电容补偿的低压差线性稳压器(Low-Dropout Regulator, LDO)电路。提出的基于翻转电压跟随(Flipped Voltage Follower, FVF)结构的LDO采用小尺寸晶体管,在负载电流快速变化时能实现高稳定性、快速瞬态性能和低功耗,且不需要片外电容。仿真结果表明,该电路在负载电流为20 mA 时能驱动0~100 pF的容性负载,此时线性调整率为3.3 mV/V,静态电流为8.5 μA,版图的面积仅为103.5 μm×95.2 μm,适用于高度复杂的探测器系统芯片中。
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关键词:
- CEE /
- 读出电子学 /
- 翻转电压跟随器(FVF) /
- 低压差线性稳压器(LDO)
Abstract: A large number of pixel sensor chips are integrated on the beam detector in CEE experiment, in order to provide stable power voltage for these chips, and meet the high requirements of silicon pixel chips for small area and low power consumption of power supply circuit, a low voltage differential linear regulator(Low-dropout regulator, LDO) circuit compensated by a single Miller capacitor is realized in 130 nm CMOS process of GSMC. The proposed LDO based on the flip voltage following(Flipped Voltage Follower, FVF) structure which can achieve high stability, fast transient performance and ultra-low power consumption when the load current changes rapidly, and does not require off-chip capacitance when using small transistors. The experimental results show that the structure can drive a capacitive load of 0~100 pF when the load current is 20 mA, the line regulation is 3.3 mV/V, the quiescent current is 8.5 μA, and the layout area is only 103.5 μm×95.2 μm, which is suitable for highly complex detector system chips.-
Key words:
- CEE /
- readout electronics /
- lip voltage follower(FVF) /
- low dropout linear regulator(LDO)
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表 1 各个工艺角下输出电压的仿真结果
温度(°C) 负载电流为100 $ {\text{μA}} $时
的输出电压/V负载电流为20 $ {\text{mA}} $时
的输出电压/Vss tt ff ss tt ff −40° 1.199 1.201 1.206 1.195 1.197 1.201 27° 1.199 1.201 1.207 1.194 1.197 1.201 125° 1.195 1.199 1.205 1.189 1.193 1.199 负载调整率 −0.96%~+0.58% -
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